|
Většina československých stanic používá k získání signálu v pásmu 432 MHz transvertory ke svému zařízení pro 145 MHz. Jsou to obvykle konstrukce, používající na místním oscilátoru kmitočet 288 MHz ± 1. Známá je např. konstrukce, kterou publikoval před zhruba 10-ti léty OK1DCI (1) a jiné. Rozeberme si nyní způsob vzniku parazitních produktů u tohoto kmitočtového plánu, jak bylo publikováno v (2). Většina z nás bude mít přitom na mysli i harmonickou z pásma 2m. Avšak, vzhledem k tomu, energetický obsah této harmonické ve výstupním signálu je velmi strmě závislý na úrovni přiváděného signálu, je možné tento produkt účinně potlačit zmenšením injekce budícího signálu na 145 MHz, na téměř neškodnou úroveň. Při kmitočtovém převodu:
145 + 287 = 432 MHz potlačit v praxi přes -45 dB. Samozřejmě tehdy, pokud neladíme směšovač způsobem "co to dá". Závažnější je jiný parazitní kmitočet, o němž se většinou ví jen málo. Způsobuje ho směšování s druhou harmonickou oscilátorového napětí, která vzniká na nelinearitě směšovače ve značné intenzitě, vzhledem k velké amplItudě místního oscilátoru, která je nutná z hlediska linearity směšovače a jeho intermodulační odolnosti. Je to kmitočet: (2 x 287) - 145 = 429 MHz Potlačení tohoto parazitního kmitočtu závisí pouze na dokonalosti vyvážení souměrného směšovače, který tuto druhou harmonickou ze svého principu potlačuje - to je také důvod používání vyvážených směšovačů na tomto stupni. Při výběru polovodičů, vhodném konstrukčním uspořádání směšovače a při vybavení potřebnou potřebnou měřící technikou a znalostmi, lze tuto parazitní emisi potlačit dlouhodobě maximálně na úroveň -40 dB (3). Protože parazitní kmitočty 429 a 435 MHz spadají do propustného pásma všech následujících zesilovacích stupňů, je potlačení uvedených produktů ve výstupním signálu vysílače stejné jako na úrovní směšovače. V praxi to znamená, že za transvertor tohoto typu, a to jedině perfektně nastavený si můžeme dovolit připojit PA pouze do výkonu 5 až 10 W! To je ovšem v příkrém rozporu s běžnou provozní praxi. Ve skutečnosti však vypadá potlačení uvedeného parazitního vyzařování ještě podstatně hůře - je to způsobeno nedostatkem přístrojového vybavení, neznalostí problematiky a postupem ladění jen na maximální výstupní signál. V praxi je potom potlačení pouze v okolí -25 a 20 dB. Dokonce je znám případ ostříleného Hama, který provozoval ve opojení s PA 100 W transvertor s potlačením uvedených parazitů jen -12 dB! Zásadně je také nutné odmítnout konstrukce s jednoduchým nevyváženým směšovačem ve vysílací cestě, např. (4), které mají potlačení maximálně 20 dB. Uvedené parazitní kmitočty nejsou ve výstupním signál takového transvertoru jediné. Ve spektru jsou obsažený další a další kmitočty, v uvedeném případě vzdálená vždy o 3 MHz a s amplitudou, zmenšující se vždy cca o 6dB to např.: (287 x 4) - (145 x 5) = 423 (287 x 3) - (145 x 3) = 426 MHz (145 x 5) - 287 = 435 (145 x 7) - (287 x 2) = 441 atd. V praxi je tento problém ještě složitější vzhledem k průniku subharmonických oscilátorového signálu 287 MHz, který je násoben z nižšího kmitočtu, Uvedené skutečnosti si je možné ověřit pomocí přijímacího konvertoru takového zařízení, který má stejný kmitočtový plán. Je k tomu potřebný pouze oscilátor přeladitelný přes kmitočty uvedených parazitních emisí. Způsobů, jak řešit tuto problematiku, je hned několik. Všechny však mají jedno společné - je nutné opustit uvedený jednoduchý kmitočtový plán! První řešení vychází z poznatku, že většina z nás si své zařízení staví doma, a není tedy žádný problém zasáhnout do zařízení pro 2m. Tento nejjednodušší způsob předpokládá oddělené vyústění zrcadlového kmitočtu, tedy například: 145 - 18 = 127 MHz a to pro použití jak cesty TX, tak i RX. Transvertor potom bude mít následující kmitočtový plán: 127 + 305 = 432 MHz Za předpokladu, že nežádoucí signál 145 MHz je před směšovačem transvertoru potlačen jednou pásmovou propustí, nevznikají ve výstupním signálu na 70cm žádné energeticky významné parazitní produkty. Pro tento kmitočtový plán je možné využít i stávající konstrukci transvertoru, jen se změnou kmitočtu oscilátoru. Ve výstupním signálu na 70 cm bude ovšem otečené postranní pásmo signálu SSB. Uvedený způsob je zvlášť vhodný i pro konstrukci zařízení výhradně určeného pro pásmo 70 cm, a to na základě oblíbené stavebnice tcvr Kentaur (5 ). V tomto zařízení se jednoduše přeladí vf obvody na zrcadlový kmitočet v pásmu 163 MHz, vynechá se poslední stupen vysílače a připojí se stabilně jednoduchý transvertor s kmitočtovým plánem např:
162,5 + 269,5 = 432 MHz
podle použitého krystalu VXO pro účely družicové komunikace. Potřebné krystaly pro oscilátory jsou potom např.: 67,375 a 68,125 MHz, které je občas možné sehnat z inkurantního materiálu, nebo je objednat. - Druhé řešení je osvědčený transvertor ke KV zařízení pro pásmo 28 MHz podle kmitočtového plánu:
28 + 404 = 432 Při konstrukci je pouze nutné dbát na dobré potlačení oscilátoru, a to použitím vyváženého směšovače a alespoň dvou pásmových propustí v cestě signálu 70 cm. Jinak je tento způsob rovněž bez kmitočtových komplikací a umožňuje v kolektivních stanicích využít zahálející zařízení pro KV při velkých VKV závodech a družicové komunikaci. Třetí řešení je konstrukčně i obvodě nejnáročnější. Přepokládá totiž využití neupraveného zařízení pro pásmo 2 m, což je někdy žádoucí např. z důvodu, že jde o přidělené zařízení Svazarmu, nebo profesionální, soukromě dovezený transceiver. Je třeba říci, že zvládnutí této problematiky bylo hlavním důvodem k napsání tohoto příspěvku. Vhodný kmitočtový plán totiž vlastně neexistuje a je nutné zvolit kompromis mezi jednoduchou konstrukcí celého transvertoru, dostupností použitých krystalů a parametry zařízení. Jako zadání bylo úvaze zvoleno použití jednoho krystalu, jednoduchá konstrukce na jedné desce oboustranného plošného spoje komerční kvality, bez dutinových rezonátorů, stínících přepážek apod. a výstupní výkon 1 W při potlačení parazitních emisí větším než -60 dB a výjimkou harmonického vyzařování, které je určeno použitým PA, a při potlačení intermodulačního zkreslení alespoň 30 dB, a hlavně použití co možná relativně dobře dostupných součástí, včetně pasivních. Výsledkem by měl být transvertor, který by umožňoval i připojení koncového stupně pro třídu A, při dodržení požadavků Radiokomunikačního řádu, bez toho, aby se pro jeho slaďování musely používat speciální přístroje. Při řešení zesilovače 1 W bylo nutné ustoupit od napájení 12 V a přejít na 24 V, protože při nízkém napájecím napětí vadily malé zisky na stupeň a hlavně při použitých polovodičích se nedařilo dosáhnout požadované nízké hodnoty intermodulačního zkreslení. To však, viz (2) ‚ není vzhledem k předpokládanému použití transvertoru s výkonovým PA na závadu. Původním záměrem bylo využití kmitočtového plánu podle (2) a (7). Ukázalo se však, že tento plán, který splňuje požadavky v konstrukci z oddělených krabiček podle (2)‚ je nepoužitelný na ,,jednodeskovém“ transvertoru vzhledem k parazitním přeslechům mezi stupni. Proto byl při dalším postupu proveden na počítači rozbor kmitočtové koncepce při použití jednoho mezifrekvenčního kmitočtu a jednoho krystalu. Z výsledné řady kmitočtových řešení bylo 6 realizováno a změřeno v praxi. Bohužel se prokázalo, že v uvedeném konstrukčním řešení na jedné desce plošného spoje bez přepážek není možné s rezervou splnit zadané parametry potlačení parazitních produktů, a to ani u tří relativně nejvýhodnějších kmitočtových, plánů, a to: a/ podle (8) : kde vadil parazitní produkt:
(57,4 x 9 ) - 145
= 371,6 s potlačením pouze cca 50 dB. Proto bylo nutné odmítnout i článek v (8)‚ kde autor u tohoto kmitočtového plánu uvádí potlačení přes 60 dB a to dokonce při použití jednoduchých multiplikativních směšovačů s MOSFETy. Této hodnoty je možné v uvedeném zapojení dosáhnout pouze za cenu výrazného zmenšení injekce oscilátorového napětí pro oba směšovače, což vede k degradaci parametrů vysílací cesty, zejména pak intermodulačního zkreslení. S tím si však autor článku velkou starost nedělá, jak je vidět z nesprávně navrženého úrovňového diagramu vysílací cesty, kde je silně přebuzený druhý směšovač, nehledě už k zapojení přijímacího konvertoru. b/ o něco málo výhodnější se ukázaly být převody: s parazitními produkty např.: nebo: a další převod: s parazity: nebo: Ani u těchto plánů se nepodařilo
potlačit uvedený a další parazitní produkty výrazně pod úroveň -60 dB. Důvodem
pro vznik parazitů jsou přeslechy mezi laděnými obvod na desce plošného spoje
bez přepážek. Souhrnně lze k těmto způsobům získávání signálu 70 cm z pásma 145
MHz říci, že úspěšná realizace výše uvedeného zadání je možná pouze v případě
klasického konstrukčního řešení s letmou montáží obvodů do navzájem pečlivě
stíněných a nejlépe hermeticky uzavřených boxů, s víceobvodovými pásmovými
propustěmi s velkým Q, ve všech stupních získávání signálů místních oscilátorů
pro oba směšovače. To však vede na pracné a časově náročné konstrukce, což bylo
vyloučeno v zadání. Pozornost se tedy obrátila jiným směrem - najít takovou
kmitočtovou kombinaci dvou krystalů, které by bylo možné objednat a jejichž
parazitní kombinace by padly dostatečně daleko od pásma 70 cm tak, aby se daly
potlačit selektivitami mezi zesilovači kmitočtu 433 MHz. Protože použití nízkých
(do 100 MHz) krystalů by vedlo k dalším potížím vzhledem ke vzájemným kombinacím
jednotlivých harmonických a subharmonických kmitočtů obou místních oscilátorů, a
protože z rozboru vyplývá, že oba místní oscilátory musí být co nejvíce vzdálené
od pásma 145 MHz, byly z nabídky prodejny Tesly v Hradci Králové vybrány
harmonické krystaly o kmitočtech 127, 160 a 164 MHz, které se vyrábí pro použití
ve vložkách společných televizních antén. Byl tedy zvolen následující kmitočtový
plán: pro pozemní, a:
(127 x 2) + 160
= 414 Potlačení produktu 414 MHz závisí na vyvážení prvního směšovače, selektivitě mezifrekvence 272 MHz a selektivitě pásmových propustí v cestě signálu 70 cm. Podobně také parazit 480 MHz je silně potlačen selektivitou zesilovače 70 cm. V praxi je tedy relativně snadné dosáhnout potlačení parazitních produktů podle zadání. Avšak ani tato kmitočtová koncepce není univerzální řešením. Byla totiž navržena pro zařízení 145 MHz s mezifrekvencí 10,7 MHz (FT-221R). Při mezifrekvenci 9 MHz dojde k parazitním vlastním příjmem soustavy na kmitočtu 432,0, resp. 437,0 MHz, způsobené zrcadlovým příjmům oscilátoru 127, resp. 164 MHz, podle toho, zda je místní oscilátor v zařízeni pro 2 m pod, nebo nad pásmem. Pokud by tento parazitní příjem měl nežádoucí úroveň - např. pro provoz EME, je nutné posunout kmitočty krystalových oscilátorů v transvertoru, popřípadě zařadit před směšovač 145/9 MHz odlaďovač pro zrcadlový kmitočet. - Konstrukční a obvodové řešení transvertoru 145/433 MHz vychází ze zadání. Celé zařízení je realizováno na jedné desce oboustranně plátovaného plošného spoje, přibližně formátu A5. Při obvodovém návrhu jsem vycházel z přesvědčení, že je nutno především dosáhnout maximální kvalitu vysílaného signálu. Proto jsou také v signálových cestách použity téměř výhradně moderní obvodové prvky. Budící signál v pásmu 145 MHz je přes relé RX/TX a regulovatelný útlumový článek o středním útlumu cca 40 dB veden přes pásmovou propust do širokopásmového směšovače se Schottky diodami typu UZ 07, kde se směšuje se signálem oscilátoru 127 MHz na mezifrekvenci v pásmu 272 MHz. J—FET 245A v zapojení SG zajišťuje širokopásmové zatížení směšovače a impedanční oddělení. Přes pásmovou propust 272 MHz, na jejímž správném nestavení záleží potlačení parazitu 414 MHz‚ je signál veden do zesilovače mezifrekvence, osazeném tranzistorem KF 907. Z tohoto stupně je přes útlumový článek cca 4 dB přiveden užitečný signál do druhého směšovače, opět s obvodem UZ 07, kde se s oscilátorem 160, resp. 164 MHz směšuje do pásma 432, resp. 435 MHz. Směšovač je širokopásmově zakončen přibližně reálnou nízkou vstupní impedancí tranzistoru BF 479T v zapojeni SB. V kolektoru je zařazena pásmová propust pro 70 cm, následuje zesilovač s KF 907, který má na svém výstupu opět pásmovou propust. Na výstupu tohoto obvodu je již k dispozici požadovaný kmitočet v pásmu 433 MHz, s dostatečným potlačením všech parazitních emisí, o úrovni max. +2 dBm. Sem je také připojen vstup třístupňového zesilovače s tranzistory KFW 16 a KT 911. Všechny tyto tranzistory pracují z důvodu nízkého intermodulačního zkreslení ve třídě A. Uvedený třístupňový zesilovač má zisk 30 ± 2 dB, pro pokles 3 dB je široký asi 70 MHz a je zcela stabilní. Na jeho výstupu dostáváme požadovaný výkon cca 1 W v pásmu 70 cm. Vstupní část konvertoru přijímače je osazena opět tranzistorem KF 907. Anténa je navázáno kapacitním děličem, což umožňuje jednoduché nastavení optimálního šumového přizpůsobení - šumové číslo tohoto stupně je cca 5 dB. Následuje pásmová propust 70 cm, směšovač s KF 907 na mezifrekvenci 272 MHz, pásmová propust na kmitočtu mezifrekvence a další směšovač, opět s KF 907 na pásmo 145 MHz. Výstupní pásmová propust 145 MHz potlačuje signál oscilátoru 127 MHz, aby nedošlo k přetížení vstupním signálem mimo pásmo 2m. Antiparalelně zapojené diody a seriový odpor jsou ochranou před náhodným "zavysíláním si" do výstupu přijímacího konvertoru. Zisk konvertoru je cca 18 dB, celkovou intermodulační odolnost přijímací soustavy určuje odolnost zařízení pro pásmo 145 MHz. Transpoziční oscilátory v zapojení SB jsou osazeny J-FETy BF 245A z důvodu dosažení příznivého šumového spektra. Neobvyklé je pouze přepínání oscilátorů 160 a 164 MHz pomocí zatlumování tranzistory SF 240. K tomuto uspořádání vedly nežádoucí přeslechy mezi oběma oscilátory. Zesilovače a oddělovače obou oscilátorů jsou osazeny tranzistory KF 907, které umožňují nastavit optimální úroveň injekce místního oscilátoru do směšovače. Přepínací obvod s tranzistory KC 508 a KF 517 reaguje na stejnosměrné napětí z budiče 145 MHz, a přepíná tak vysílací a přijímací cestu. Věnujme se nyní konstrukčnímu řešení transvertoru. Po výrobě plošného spoje neuzemněné body na straně součástek, zahloubíme vrtákem Ø 3,2 mm. Podle naznačené dělící čáry mezi vlastním transvertorem a zesilovačem 70 cm rozpůlíme plošný spoj na dvě samostatné jednotky. Je výhodné, pokud máme možnost použít prokovený plošný spoj. Pokud tomu tak není, je nutné zajistit dobré prozemnění některých klíčových dílů - jsou to všechny kapacitní trimry, směšovače UZ 07, relé QN 59925 a emitory tranzistorů KFW 16 a KT 911. Protože tyto body není možné pájet na zemní plochu ze strany součástí, řeší se to pomocí pocínovaných dutých nýtků o Ø cca 2 mm, zaletovaných ze strany zemnící plochy pod zemněnou součástí jejíž vývody nýtkem procházejí a jsou v něm zaletovány. Tato operace je velmi důležitá a závisí na ní úspěšná funkce celého zařízení. Potom zaletujeme oba díly plošných spojů do krabiček z pocínovaného plechu, s odnímatelnými víčky, o výšce cca 40 mm. Plošný spoj je umístěn asi 12 mm nade dnem krabičky. Při osazování součástí postupujeme v pořadí: indukčností, pasivní prvky, aktivní součásti. Pozor, do desky zatím nepájíme kapacitní trimry. Keramické kondenzátory, zejména blokovací, pájíme s co nejkratšími vývody - jak to jen je možné. Spíše, než přesné hodnoty, je u blokovacích kondenzátorů důležitý druh použitého dielektrika. Při pájení tranzistorů KF 907 je nepřípustné používat pistolovou páječku, protože silné magnetické pole v blízkosti smyčky může způsobit degradaci parametrů tohoto typu tranzistoru. Pod tranzistory KFW16 vložíme podložku teflonu o tloušťce 0,5 mm, a tranzistor zapájíme přímo na desku - délku emitoru musí být totiž max, 0,6 mm - čím méně tím lépe. Tranzistor KT 911 je přiletován ze strany spojů - jeho základnu s chladícím šroubem na straně součástí uzemníme kouskem pocínovaného plechu. Na chladící šroub je našroubována mosazná vložka, která převádí teplo z tranzistoru na horní plechový kryt krabičky. Potom umyjeme desku línem od zbytků kalafuny, a natřeme ji lakem na plošné spoje. Kapacitní trimry pájíme do desky až po důkladném vyschnutí uvedeného laku, protože rozpouštědlo v něm obsažené způsobuje bobtnání dielektrické fólie v trimru a tím jeho znehodnocení. Trimry, označené ve schématu 13 pF získáme tak, že v trimru 25 pF opatrně vytáhneme jednu statorovou desku. Pokud by se trimr po této úpravě protáčel příliš volně, utáhneme pomocí důlčíku hlavu nýtu na spodu trimru. Po osazení desky zkontrolujeme, zda byly dodrženy všechny rozměry a umístění indukčností podle obrázků. -Pro oživení transvertoru jsou zapotřebí minimálně 3 přístroje. Je to zařízení pro 145 MHz, čítač do 170 MHz na "usazení" kmitočtu krystalových oscilátorů a vysokofrekvenční milivoltmetr se sondou, alespoň do 500 MHz. Nejprve zkontrolujeme podle schématu obvody stejnosměrně a natočíme kapacitní trimry do výchozí polohy před oživováním - viz tabulka. Oživíme krystalové oscilátory - roztahováním, nebo stlačováním závitů rozkmitáme oscilátor na příslušném harmonickém kmitočtu krystalu. Potom doladěním kapacitního trimru k větši kapacitě dostavíme požadovaný kmitočet. Postup je třeba několikrát opakovat. Doladíme do rezonance kolektorový obvod oddělovacího zesilovače a odporovým trimrem v obvodu druhého bradla nastavíme na oscilátorovém vstupu směšovačů napětí 0,6 Vef. Přepneme transvertor na vysílání. Na vstup 145 MHz přivedeme výkon cca 100 mW. Vf milivoltmetr připojíme na vstup prvního směšovače. Naladíme pásmovou propust 145 MHz na maximální napětí na vstupu směšovače. Upravíme buzení tak, aby na vstupu bylo napětí cca 20 mV. Připojíme vf milivoltmetr na vstup MF druhého směšovače. Nastavéme pásmovou propust 272 MHz a kolektorový obvod zesilovače MF opět na maximální výchylku milivoltmetru. Mělo by to být opět přibližně 20 mV. Pokud je napětí větši, zmenšíme buzení 145 MHz. Přemístíme VF milivoltmetr na kolektor KF 907 v zesilovači 70 cm. Nastavíme první pásmovou propust 70 cm na maximální napětí užitečného signálu. Sondu vf milivoltmetru připojíme k výstupu z druhé pásmové propusti, zakončené vstupem třístupňového zesilovače, a obvody doladíme. Napětí by mělo být max. 300 mV. Pokud je větší, změníme buzení 145 MHz. Na výstup zesilovače 1W připojíme zátěž a střídavým dostavováním trimrů třístupňového zesilovače nastavíme maximální výstupní výkon. Postup nastavení vícekrát opakujeme. Změnou buzení 145 MHz zkontrolujeme orientačně linearitu, a zda nemá některý stupeň sklony k zakmitávání. Pokud by tomu tak bylo, hledáme závadu v nevhodném blokování a především v mezifrekvenci. Buzení plynule zvětšujeme tak dlouho, až se začne měnit napájecí proud třístupňového zesilovače. Výstupní výkon by v tomto okamžiku měl být minimálně 0,8, typicky 1W, podle kvality tranzistoru KT 911. Obvody přijímače naladíme na maximální zisk buď podle signálu nějakého silného majáku na 70 cm, nebo podle signálního generátoru. Pokud máme možnost měření, optimalizujeme nastavení vstupního obvodu na nejlepší šumové číslo, a zkontrolujeme, případně dostavíme parametry vysílací části transvertoru. Technické údaje transvertoru - typicky: TX: - výkon 1 W
Ze základních technických parametrů je zřejmě nedostatečné pouze potlačení harmonických kmitočtů, transvertor je však určen pro spojení s koncovým stupněm o větším výkonu - např.: KT 913 V - 5 W, KT 930A - 20 W, RE025XA - 200 W, který má na výstupu dolní propust pro omezeni nežádoucího vyzařovaní. Schéma transvertoru je uvedeno v příloze, včetně plošného spoje, údajů cívek a schémat upravených obvodů pro použití s mezifrekvencí 28, 127 a 163 kHz, jak bylo v tomto příspěvku uvedeno. Zbývá tedy tomuto transvertoru dát jméno. Podle vžité tradice nazývat zařízení podle význačných kopců, nazval jsem transvertor Oškobrh podle vrchu u Poděbrad. Závěrem bych se chtěl ještě dotknout některých otázek ohledně intermodulačního zkreslení výkonových tranzistorových zesilovačů pro 70 cm. Po rozboru se zdá být nevhodné trvat na napájecím napětí 12 V, protože dostupné tranzistory mají při tomto napájení podstatně větší intermodulační zkreslení, než při vyšším napětí. Na 70 cm se tento problém ještě násobí malým výkonovým ziskem, což vede k dalším potížím. Ostatně i z hlediska praktického napájení je v podstatě lhostejné, jestliže na kótě odjedeme první polovinu závodu z jednoho akumulátoru a potom ho vyměníme, nebo zda pojedeme celý závod ze dvou, do série spojených akumulátorů - jeden běžný akumulátor o kapacitě 40 Ah totiž stejně celý závod nestačí napájet zařízení o výkonu větším, než 15 W. Proto je vhodné konstruovat tranzistorová zařízení o výkonu větším, než cca 10 W pouze s napájením 24 V - ušetříme čas, peníze i zesilovací stupně a zlepší se kvalita vysílání. Obecně platí, že moderní výkonový tranzistor, určený pro provoz ve třídě C je schopen při napájení 24 V dodat maximálně 1/2 svého katalogového výkonu s dobrou linearitou ve třídě AB. Pokud za takovým stupněm chceme provozovat elektronkový zesilovač o větším výkonu, je zapotřebí max. výkon tranzistorového stupně ještě více omezit, To ostatně platí i např. o koncových stupních pro 2m, které publikoval OK1WBK (9). Intermodulační zkreslení se dále prudce zhoršuje při nepřizpůsobené anténě. Vzhledem k menšímu výkonovému zisku na stupeň, musíme na 70 cm zdroj pro předpětí báze navrhnout s malým vnitřním odporem a teplotní stabilizací - vyhoví obvod podle (10), který je však vhodné doplnit kondenzátorem 1M z kolektoru KC 508 na zem. Odpor 1K/1W v kolektoru KF 508 je vhodné zmenšit tak, aby i při maximálním výkonu VF zesilovače bylo na kolektoru KF 508 napětí alespoň 5 V. Při nastavování klidového proudu takového výkonového zesilovače je zapotřebí mít na mysli, že se stoupajícím klidovým proudem se hodnota intermodulačního zkreslení prudce snižuje - cca o 6 dB na dvojnásobný klidový proud - není proto třeba mít obavu z takového proudu, kdy klidový příkon tranzistoru je min. 1/4 až 1/3 požadovaného výstupního výkonu. Samozřejmostí však je, že je nutné výkonový tranzistor dokonale chladit - raději více, nežli méně. Teplota vnějších částí tranzistoru by v lineárním použití na 70 cm neměla nikdy přestoupit 40, výjimečně 50°! Potom není třeba mít obavu ze zmenšené spolehlivosti tranzistoru - technologie výkonových vf tranzistorů se také stále vyvíjí, a tranzistor vyrobený nyní má většinou podstatně větší životnost, než s tím samým označením, vyrobený před 10-ti lety. Ostatně, kolik provozních hodin na 70 cm takový tranzistor najede? Příznivé je také, že se zvyšujícím se klidovým proudem roste zisk zesilovacího stupně, a toho není na 70 cm nikdy dost, resp. raději omezíme buzení, čímž zlepšíme intermodulační zkreslení v budiči. Pokud nemáme k dispozici spektrální analyzátor, tak vf výkonný zesilovač nastavujeme tak, že po před běžném nastavení do pásma s malým buzením, nastavíme nejdříve při nominálním buzení pomocí reflektometru na vstupu minimální vstupní odraz, abychom o hlediska intermodulací nezhoršovali zbytečně parametry předcházejícího stupně, potom koncový zesilovač poněkud přebudíme - (předcházelo tomu doladění výstupních obvodů při nominální úrovní buzení), takt aby výstupní výkon byl cca 2/3 max, katalogového výkonu ve třídě C, a doladíme všechny rezonanční obvody na maximální výstupní výkon. Celý postup opatrně opakujeme. Nyní snížíme buzení tak,aby výstupní výkon byl menší, než 1/2 katalogového - s ladicími prvky již nehýbáme. Dá se očekávat, že takto nastavený stupeň při uvedeném max. polovičním výkonu bude mít relativně vyhovující intermodulační zkreslení okolo -25 dB, podle typu tranzistoru. Jako dolaďovací prvky vyhoví na 70 cm do výkonu 20 W polystyrénové trimry Tesla, které jsou použity i v popisovaném zařízení - jsou mnohem výhodnější z hlediska jakosti dielektrika, než keramické trimry z NDR, použité např. v (11). S otázkou potlačení intermodulačního zkreslení, a s rušením na pásmu vůbec, také úzce souvisí problém správného buzení přídavných zařízení a už transvertorů, nebo i koncových stupňů pro 145 MHz. Mnoho operátorů používá jako základní zařízení nějaký profesionální transceiver. Tato zařízení většinou nejsou vybavená vf omezovačem, ale většinou obvody ALC s průměrnou kompresí okolo 3 dB, a s konečnými časovými konstantami ve smyčce. Je třeba zdůraznit, že tyto obvody jsou navrženy pouze pro nominální výstupní výkon, a zásah do nich vede téměř vždy k degradaci kvality vysílaného signálu. Je proto nepřípustné pomocí ALC omezovat výstupní výkon více než cca o 2 dB pro účel buzení PA, nebo transvertoru. Rovněž zmenšení zisku kdekoliv v řetězci vysílače, např. tehdy, když u FT-225BD potřebujeme výstupní výkon 5 W, je nevhodné. V praxi to totiž dopadá tak, že při zakličování CW, nebo pískání do mikrofonu, se střední výkon omezí na hodnotu, potřebnou pro buzení připojeného zařízení - ovšem tehdy již nepracují obvody ALC a výsledkem je ‚ že modulační špičky při sykavkách, které mají až dvojnásobný výkon, pokud je některý stupeň neomezuje (což je ovšem špatné), samozřejmě silně přebudí připojené zařízení, což vede ke vzniku spletrů a stížnostem ostatních stanic. Této skutečnosti jsou si samozřejmě výrobci dokonale vědomi, a proto taková zařízení nemají řízení výstupního výkonu, a když, tak ne pro SSB! Pokud by se u takového zařízení zmenšil zisk ještě více, tak, aby modulační špičky nezpůsobily přebuzení přídavného zařízení, je výsledkem ztráta komunikační účinnosti, což je ovšem nežádoucí. Je proto nutné odmítnout úpravy takových zařízení (12)‚ a jediným správným řešením je zařadit mezi takový transceiver a další obvody výkonový útlumový článek (odporový, nebo dlouhý slabý koax. kabel). Výhodou je, že koncový stupeň je stále reálně zakončen, což vede k omezení intermodulačního zkreslení, a komunikační účinnost je maximální. Bohužel, mezi amatérskou veřejností není tento problém stále dostatečně znám. Velmi demonstrativní je použití průchozího Wattmetru se za budovaným špičkovým detektorem - viz schéma v příloze, který měří špičkový výkon PNP. Výsledky jsou někdy velice zajímavé - např. u zkoušené FT221R, vzhledem k časovým konstantám ALC a zapojení PA, dosahují při nominálním výkonu 13 W modulační špičky až výkonu 18 W - v případě, že se kdekoli ve vysílací cestě omezí zisk, je tento poměr, ve shodě s výše uvedeným, ještě nepříznivější. Na slyšenou na 70 cm! OK1VPZ Literatura: 1 OK1DCI transvertor 70 cm RZ 11,12/77 2 OK1VPZ transvertor 70 cm Sborník Nové Město na Mor. 3 OK2AQK transvertor 70 cm Sborník Třebíč 4 OKlAIY transvertor 70 cm Sborník Gottwaldov 5 OK1WBK transceiver Kentaur Sborník Třebíč 6 DJ6ZZ transvertor 10m/70cm UKW Berichte 2/76 7 DC8NR transvertor 70 cm UKW Berichte 3/73 8 PE0PJW transvertor 70 cm Elektor 6/81 9 OK1WBK tranzistorové PA 2w Sborník Konopáč 10 OK1VPZ zdroj pro předpětí Sborník Nové Město na Mor. 11 OK2BJF PA 5 W 70 cm RZ 7,8/85 12 OK1CA úprava FT-225RD RZ 3/83 Přílohy: 1) Schéma zapojení transvertoru 145/433 MHz 2) Schéma zapojení zesilovače 433 MHz - 1 W 3) Údaje indukčností transvertoru 145/433 MHz 4) Plošný spoj transvertoru a zesilovače 5) Osazovací schéma transvertoru a zesilovače 6) Typické kmitočtové spektrum transvertoru podle (1) 7) Kmitočtová spektra popisovaného transvertoru 8) Spektrum dvoutónové zkoušky 9) Schéma zapojení transvertoru 28—127—163/433 MHz 10) Údaje indukčností a komentář k transvertorům 28—127—163/433 MHz 11) Principiální schéma špičkového detektoru 12) Tabulka výchozího natočení trimrů pro oživování transvertoru 145/433 MHz a zesilovače. Obrázky
Přílohy
v roce 2008 přepsal a upravil pro web OK2KKW Matěj OK1TEH |
S rostoucími požadavky na radiový
provoz se v našem národním hospodářství přechází na intenzivnější využívání
stále vyšších kmitočtových pásem. Výjimkou není a pásmo 70 cm a jeho těsné
sousedství. Vzhledem ke skutečnosti, že v tomto pásmu je amatérská rádiová
služba povolena pouze jako sekundární musí mít každý konstruktér zařízení pro
toto pásmo stále na mysli, že jakýkoli nekvalitní signál, zejména pokud se týká
parazitního vyzařování, může způsobit nežádoucí rušení jiné rádiové služby, a
výsledkem je zastavení takového vysílání a následný postih. Chtěl bych
zdůraznit, že situace je velice vážná v tom, že zařízeni, používaná v ČSSR, a to
hlavně různé transvertory, jen výjimečně splňují podmínky Radiokomunikačního
řádu, a u valné většiny provozovaných zařízení je potlačení parazitních emisí
tak špatné že nezřídka nesplní ani požadavky Povolávacích podmínek, které jsou
relativně mírné. Musíme si uvědomit, že pokud v historicky krátké době nedojde k
radikální obměně přístrojového vybavení pro pásmo 70 cm, může to způsobit i
negativní postoje příslušných orgánů k amatérskému provozu v tomto přitažlivém
pásmu.
Oškobrh [JO70OD]
